基于DB-PAM4的高速SerDes自適應(yīng)均器設(shè)計(jì)
近年來，由于大數(shù)據(jù)、物聯(lián)網(wǎng)、5G 通信的飛速開展，人們對(duì)于高速傳輸數(shù)據(jù)的需求越來越大。而數(shù)據(jù)傳輸速率越高，對(duì)于高速串行鏈路的挑戰(zhàn)越大，高速串行通信鏈路之間的有限帶寬信道成為制約數(shù)據(jù)傳輸速率的瓶頸。均衡器作為 SerDes( SEＲializer/DESerializer) 系統(tǒng)中接收機(jī)的核心模塊，其對(duì)信道補(bǔ)償能力的大小決定著整個(gè) SerDes 收發(fā)系統(tǒng)的性能。
由于趨膚效應(yīng)、介質(zhì)損耗的影響，使得信道整體呈低通特性，信號(hào)經(jīng)過信道后高頻衰減和低頻衰減不一致，當(dāng)數(shù)據(jù)傳輸速率達(dá)到 112 Gb /s 時(shí)，高頻部分的嚴(yán)重衰減會(huì)導(dǎo)致信號(hào)質(zhì)量急劇下降，產(chǎn)生較大的碼間干擾，誤碼率急劇增加。為分析決信道衰減引起的碼間干擾問題，恢復(fù)原始數(shù)據(jù)，均衡器被廣泛應(yīng)用于高速串行鏈路中。此外，溫度變化、信道長(zhǎng)度等因素的影響也會(huì)造成不同程度的信道損耗，為了增加均衡器的適應(yīng)性，需要實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)均衡。
為了實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)的高速傳輸，已經(jīng)提出了多種自適應(yīng)均衡算法。其中最傳統(tǒng)的做法是發(fā)射端直接發(fā)送PAM4 信號(hào)，利用接收端多級(jí)固定的 CTLE 電路和多抽頭的自適應(yīng)均衡器進(jìn)行調(diào)節(jié)。但是隨著數(shù)據(jù)傳輸速率越來越高，對(duì)均衡強(qiáng)度的要求也越來越高，導(dǎo)致傳統(tǒng)做法中抽頭數(shù)量也越來越多。Saber 等提出了一種 DB－PAM4 信號(hào)的傳輸方式，發(fā)射端直接產(chǎn)生 DB－PAM4 信號(hào)用于傳輸，DB －PAM4 信號(hào)所需的帶寬是PAM4 信號(hào)所需帶寬的一半，因此對(duì)于接收端均衡有一定的改善，但其信號(hào)相較于 PAM4 信號(hào)有－6. 3 dB的裕度損失，因此該方式只適用于信道損失較小的光通信中。在接收端，Saber 等 的設(shè)計(jì)只采用了 FFE進(jìn)行自適應(yīng)均衡，抽頭系數(shù)多達(dá) 131 個(gè)。Im 等設(shè)計(jì)了一款 112 Gb /s PAM4 長(zhǎng)程收發(fā)器，當(dāng)信道損耗大于37. 5 dB 時(shí)依然能進(jìn)行有效均衡。但是其在發(fā)射端采用四分之一前饋均衡器( FFE) 進(jìn)行預(yù)均衡，接收端采用兩級(jí) CTLE 來均衡輸入信號(hào)，ADC 采樣后輸入 31抽頭的 FFE 和 1 抽頭的 DFE 進(jìn)行數(shù)字均衡。整體的均衡方式太過復(fù)雜，不同種類均衡器之間沒有相互配合。
為了實(shí)現(xiàn)接收端較低的均衡強(qiáng)度同時(shí)減小信號(hào)的帶寬，本文提出了一種新的 DB －PAM4 產(chǎn)生方式和聯(lián)合自適應(yīng)算法。DB－PAM4 信號(hào)不在發(fā)射端直接產(chǎn)生，而是利用信道本身的滾降特性再經(jīng)過自適應(yīng) CTLE 和FFE 的調(diào)節(jié)產(chǎn)生類似于雙二進(jìn)制處理的效果。同時(shí)，聯(lián)合自適應(yīng)算法能夠充分利用不同均衡器的優(yōu)勢(shì)實(shí)現(xiàn)信號(hào)的可靠還原; 發(fā)射端的預(yù)編碼使得信道引入的碼間干擾可控，避免了差錯(cuò)傳遞，保證了算法收斂的可靠性; 16 抽頭的 FFE 和 1 抽頭的 DFE，使得在電路實(shí)現(xiàn)時(shí)整體功耗較低。仿真結(jié)果顯示，在 112 Gb /s 的數(shù)據(jù)傳輸速率下更換不同長(zhǎng)度、不同損耗的信道，該算法均能實(shí)現(xiàn)雙二進(jìn)制處理且均衡效果顯著。
01、基本原理
25 cm，40 cm 和 70 cm 長(zhǎng)背板信道的實(shí)測(cè)幅頻特性曲線如圖 1 所示。在 112 Gb /s 的傳輸速率下，使用PAM4 信號(hào)調(diào)制方式其半波特率衰減至少達(dá)到－21 dB以上，所引起的碼間串?dāng)_會(huì)使得誤碼率急劇增加，采用傳統(tǒng)的均衡器很難均衡如此大的信道衰減。
圖 1 不同信道的 S21傳輸函數(shù)
圖 2 給出了在 25 cm 長(zhǎng)背板信道下，發(fā)射端在一定的電源噪聲下發(fā)送 112 Gb /s 的 PAM4 信號(hào)，經(jīng)過此信道后，由于嚴(yán)重的碼間干擾，接收端已經(jīng)無法采集出有效的信號(hào)。
自適應(yīng)均衡器的主要作用是在保持信號(hào)群延時(shí)基本不變的情況下補(bǔ)償信道的高頻衰減，使得在信號(hào)的Nyquist 帶寬范圍內(nèi)保持信道的理想性。在實(shí)際電路中，很難保持 28 GHz 帶寬的信道維持全通特性，因此使用雙二進(jìn)制( DouBinary) 調(diào)制方式來減小信號(hào)所需帶寬就顯得至關(guān)重要。
圖 2 經(jīng)過信道前后數(shù)據(jù)的波形
1. 1 DB－PAM4 信號(hào)的產(chǎn)生
圖 3 給出了 DB－PAM4 產(chǎn)生的線性模型，為了將兩個(gè)相鄰不相關(guān)的 PAM4 碼元變成相關(guān)的七電平 DB－PAM4 信號(hào)，減小信號(hào)在傳輸過程中的差錯(cuò)傳遞，保證接收端信號(hào)的準(zhǔn)確性，要對(duì)原始的 PAM4 信號(hào)進(jìn)行預(yù)處理。預(yù)編碼方式為:
圖 3 DB－PAM4 信號(hào)的產(chǎn)生原理
式中: bk是預(yù)編碼后的信號(hào); ak是原始的 PAM4 信號(hào)。預(yù)編碼過后的信號(hào)依然屬于 PAM4 類型信號(hào)，其對(duì)應(yīng)的功率譜密度如圖 4( a) 所示。各個(gè)電平信號(hào)的概率密度不發(fā)生變化。在此信號(hào)基礎(chǔ)上進(jìn)行雙二進(jìn)制編碼，可生成 DB－PAM4 信號(hào)。編碼方式為:
在接收端，傳輸來的 DB－PAM4 信號(hào)進(jìn)行模 4 運(yùn)算就能正確解碼出 PAM4 信號(hào)。保持了收發(fā)信號(hào)的準(zhǔn)確。解碼方式是:
雙二進(jìn)制編碼將兩個(gè)相鄰的碼元相關(guān)聯(lián)，人為引入了可控的碼間干擾，使得利用信道的雙二進(jìn)制處理成為可能。如圖 3 所示，預(yù)編碼對(duì)應(yīng)的 z 域表達(dá)式為:
其中的雙二進(jìn)制處理對(duì)應(yīng)的 z 域傳遞函數(shù)為:
其對(duì)應(yīng)在頻域的傳遞函數(shù)為:
式中: Tb為符號(hào)周期; 1 /2 為衰減因子，用于平衡輸出端總功率。
預(yù)編碼后的 PAM4 信號(hào)再經(jīng)過雙二進(jìn)制處理后的功率譜密度為:
式中:
是預(yù)編碼后的 PAM4 信號(hào)的功率譜密度;
是 DB－PAM4 倍號(hào)的功率增密度。DB －PAM4 信號(hào)在保持了與原始信號(hào)的功率恒定的情況下，其所需 Nyquist 帶寬減少為 PAM4信號(hào)的一半，極大地降低了帶寬需求。但在實(shí)際電路中，由于信道是低通的，無法滿足在無限的頻帶范圍內(nèi)保持雙二進(jìn)制處理的頻譜方式，如圖4( b) 所示的 DB 處理方式。由公式( 8) 可知，當(dāng)只利用雙二進(jìn)制處理主瓣時(shí)依舊能保持原始信號(hào)中 91. 2%的能量，且在接收端能夠產(chǎn)生 DB－PAM4 信號(hào)，如圖4( c) 的虛線框所示部分。基于此，在使用均衡器對(duì)信道進(jìn)行處理時(shí)，只需保證在 28 GHz 的范圍內(nèi)擬合雙二進(jìn)制處理的過程，無需對(duì)整個(gè)頻帶內(nèi)做處理，圖 4( b) 實(shí)線框給出了這種處理方式的具體形式。這種處理方式極大地增強(qiáng)了對(duì)于信道帶寬的利用率，減小了所需的均衡強(qiáng)度。
圖 3 給出了 PAM4 信號(hào)轉(zhuǎn)換為 DB －PAM4 信號(hào)的線性模型，將兩個(gè)不相關(guān)的碼元變成了相關(guān)的7電平信號(hào)，人為在兩個(gè)碼元間引入了可控的碼間串?dāng)_( Intersymbol Interference，ISI) 。雖然電平有 7 個(gè)，但由公式( 2) 可知，DB－PAM4 的信號(hào)具有相關(guān)性。其信號(hào)序列中不可能產(chǎn)生 { －1，1 /3} 、 { －1，1} 等等這類大的電平跳變。該處理方式保證了接收端正確解碼的同時(shí)，將原有信號(hào)各個(gè)電平出現(xiàn)概率進(jìn)行了重新分配。PAM4 信號(hào)中，{ 00，01，10，11} 產(chǎn)生的概率是均等的 1 /4。而 DB －PAM4 中信號(hào) { 000，001，010，011，100，101，110} 出現(xiàn)的概率分別為 { 1 /16，1 /8，3 /16，1 /4，3 /16，1 /8，1 /16} ，這使得大部分信號(hào)都處于共模電平附近，相當(dāng)于將原來的 PAM4 信號(hào)“擠壓”到直流處，為 DB －PAM4 信號(hào)的傳輸給予了極大的優(yōu)勢(shì)。
圖 4 DB－PAM4 的產(chǎn)生方式
1. 2 基于均衡器產(chǎn)生 DB－PAM4 原理
圖 3 展示了在 PCB 背板信道中 DB－PAM4 的產(chǎn)生方式。在電路中，高速的預(yù)編碼信號(hào)經(jīng)過信道傳輸后，在接收端使用自適應(yīng)的 CTLE 和 FFE 處理，使得整體的傳遞函數(shù)接近于 H1 ( f) 的第一瓣，如圖 4( b) 所示。用這種方式產(chǎn)生 DB－PAM4 信號(hào)吸收了大量的信道損耗，降低了接收端的均衡強(qiáng)度，使得數(shù)字均衡器的抽頭減少成為可能，后續(xù) DFE 只需要少量抽頭就可實(shí)現(xiàn)信道均衡。
CTLE 屬于線性均衡器，能夠補(bǔ)償特定頻率的高頻衰減。在低頻處以常數(shù)項(xiàng)進(jìn)行衰減，高頻處進(jìn)行增益，作用剛好與信道特性互補(bǔ)。本文中所使用的CTLE 電路如圖5所示。其傳輸函數(shù)為:
圖 5 Ｒs可調(diào)的 CTLE 電路
式中: gm是放大器的跨導(dǎo); CL是負(fù)載電容; ＲL是負(fù)載電阻; Cs是退化電容; Ｒs是退化電阻?？梢缘玫紺TLE 的直流增益和峰值增益分別為
和gm ＲL。增大退化電阻 Ｒs，CTLE 的直流增益降低，與高頻增益的差值越大，均衡效果越強(qiáng); 減小退化電阻Ｒs，直流增益越大，均衡強(qiáng)度越弱。在本文中，當(dāng)發(fā)射機(jī)發(fā)射 112 Gb /s 的 Pre－PAM4 信號(hào)時(shí)，如圖 4( b) 所示，要保證對(duì)信道的 DB 處理，峰值頻率不應(yīng)小于 14GHz，否則無法使均衡后的信道頻率特性擬合 DB 的頻率特性; 均衡峰值頻率越大，對(duì)不同信道的適應(yīng)性越強(qiáng)。因此在本文中 CTLE 的均衡點(diǎn)頻率在 20 GHz 左右，能同時(shí)適應(yīng)不同信道且對(duì) CTLE 的要求不是很高。在頻率固定時(shí)，對(duì)于不同長(zhǎng)度的背板信道，順利獲得改變直流增益調(diào)節(jié)信道使其適應(yīng) DB 處理就可以初步得到DB－PAM4 信號(hào)。
FFE 的作用基本上類似于有限脈沖響應(yīng) ( FiniteImpulse Ｒesponse，F(xiàn)IＲ) 濾波器，它是利用波形本身來校正接收到的信號(hào)，能夠處理前項(xiàng)和后項(xiàng)的碼間干擾。FFE 的輸出信號(hào) y( n) 與輸入信號(hào)x( n) 的表達(dá)式為:
式中: ci( n) 是 FFE 的抽頭系數(shù)。FFE 的結(jié)構(gòu)如圖 6 所示。輸入信號(hào) x( n) 經(jīng)過一系列延遲之后，分別與抽頭系數(shù) ci( n) 相乘，最后經(jīng)過求和輸出。
圖 6 FFE 結(jié)構(gòu)
DFE 是一種非線性均衡器，由反饋濾波器和判決器( Slicer) 組成，可以消除當(dāng)前碼元對(duì)后續(xù)碼元的 ISI，對(duì)于信道的反射和波動(dòng)有較好的補(bǔ)償作用。但是 DFE在同抽頭數(shù)量下功耗比 FFE 大。本文只采用一抽頭的DFE 作為均衡，用以減少誤差信號(hào)。
DFE 的結(jié)構(gòu)如圖 7 所示，判決器的判決值經(jīng)過反饋濾波器后，與輸入信號(hào)作差，直接從輸入信號(hào)中消除ISI，然后信號(hào)從Slicer的前面輸出，輸出信號(hào)可表示為:
式中: w1，w2，…，wn是 DFE 的抽頭系數(shù)。
02、協(xié)同自適應(yīng)均衡算法
傳統(tǒng)的 LMS 算法通常只針對(duì)單一的均衡器進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)節(jié)，這種調(diào)節(jié)方式保證了算法收斂的準(zhǔn)確性，但采用單一均衡器的抽頭數(shù)量就會(huì)大大增加，無法發(fā)揮多種均衡器協(xié)同的優(yōu)勢(shì)，而固定的收斂步長(zhǎng)使得算法收斂速度十分緩慢，而且為了保持信號(hào)的準(zhǔn)確傳輸往往需要訓(xùn)練序列。史航等提出了一種變步長(zhǎng)的LMS 算法，該算法雖然解決了傳統(tǒng)自適應(yīng)算法收斂速度緩慢的問題，但是算法整體過于復(fù)雜，不適合使用數(shù)字電路實(shí)現(xiàn)，本文僅用其算法預(yù)估聯(lián)合自適應(yīng)仿真中的步長(zhǎng)大小。其算法公式為:
式中: μ( n) 是適應(yīng)算法的步長(zhǎng); e( n) 為 FFE 輸出值與理想信號(hào)的誤差。
在改進(jìn)的變步長(zhǎng) LMS 算法和傳統(tǒng)的基于單一濾波器的 LMS 基礎(chǔ)上，本文提出了一種協(xié)同自適應(yīng)均衡算法( Co －LMS) ，其采用 CTLE、FFE 和 DFE 協(xié)同工作，利用不同均衡器的優(yōu)點(diǎn)共同解決接收端信號(hào)質(zhì)量差的問題。多種均衡器相互協(xié)同的方式使得算法快速收斂的同時(shí)也讓自適應(yīng)算法有較強(qiáng)的魯棒性，在整體上利于數(shù)字電路的實(shí)現(xiàn)。即使將步長(zhǎng) μ 設(shè)置得較大，DFE 均衡器的強(qiáng)判決也能夠使得抽頭系數(shù)收斂于 LMS算法維納最優(yōu)解附近，算法整體的收斂速度大大提升而不會(huì)遺漏關(guān)鍵信息。
算法原理如圖 8 所示。其中，用 DFE 的判決值作為理想信號(hào)，與 DFE 輸出之差作為整個(gè)算法的誤差來源。DFE 的輸出接近于理想信號(hào)且同時(shí)帶有信道的特性，作為自適應(yīng)調(diào)節(jié)信號(hào)的輸入，能夠保證誤差信號(hào)的相對(duì)平穩(wěn)，利于抽頭系數(shù)收斂。Slicer 判決為一種強(qiáng)均衡，將 DFE 輸出數(shù)據(jù)符號(hào)化，避免了噪聲引入的誤差，在誤碼率較低情況下，能夠代替外部的訓(xùn)練序列，提高信號(hào)的傳輸效率，但如果一開始誤碼率較高，抽頭系數(shù)就會(huì)朝著錯(cuò)誤的方向收斂。為了保證輸出信號(hào)的準(zhǔn)確性，就要保證 CTLE 的退化電阻 Ｒs和 FFE 的抽頭系數(shù)快速達(dá)到穩(wěn)定。因?yàn)?Co －LMS 算法只需要將一種類型的均衡器在特定信道中達(dá)到最優(yōu)解，即可保證算法整體的魯棒性。故本文將協(xié)同自適應(yīng)均衡算法的收斂期望定在 DFE 上，使 DFE 抽頭系數(shù)在穩(wěn)定時(shí)達(dá)到維納最優(yōu)解，而 FFE 的抽頭系數(shù)只需要在其維納最優(yōu)解附近就不會(huì)影響接收端信號(hào)準(zhǔn)確性?；诖?，F(xiàn)FE以較大的步長(zhǎng) μ 來提高算法收斂的速度，DFE 以較小的步長(zhǎng) μ 來減小誤差，保證輸出的準(zhǔn)確性。改進(jìn)后的算法公式為:
圖 8 協(xié)同最小均方算法原理
式中: z( n) 為 DFE 的輸出; y( n) 為 FFE 的輸出值; W( n) 為 DFE 的抽頭系數(shù)值。由式( 13) 可知，抽頭系數(shù)越多，能夠處理的碼間干擾位數(shù)越多，相應(yīng)地功耗和算法復(fù)雜度也會(huì)增加。DFE 只能消除碼間干擾的后標(biāo)分量，其功能與 FFE 相重疊，且作為 Co－LMS 算法的最優(yōu)解本身制約較多。本文使用 DFE 主要用于改善信道畸變和信號(hào)反射問題，減小算法的剩余誤差，1 抽頭的 DFE 就可滿足功能需求。為了平衡功耗和均衡強(qiáng)度，本文采用了 16 抽頭的 FFE 和 1 抽頭的 DFE 進(jìn)行數(shù)字均衡。
03、仿真驗(yàn)證
為了對(duì)算法進(jìn)行驗(yàn)證，在 MATLAB 中建立了如圖3 所示的收發(fā)機(jī)系統(tǒng)。包括發(fā)射機(jī)、接收機(jī)、信道和譯碼器。
發(fā)射機(jī)輸出眼圖如圖 9( a) 所示，發(fā)射機(jī)產(chǎn)生預(yù)編碼之后的 pre －PAM4( bk ) 信號(hào)，其速率為 112 Gb /s，經(jīng)過抖動(dòng)時(shí)鐘采樣后形成波形輸出，其電源噪聲方差為 0. 03。如圖 9( b) 所示，經(jīng)過信道后，信號(hào)幅度降低，眼圖完全閉合。利用該收發(fā)器模型，先進(jìn)行變步長(zhǎng)算法的仿真分析，將圖 8 中的 CTLE 固定，進(jìn)行32抽頭的FFE 仿真，無DFE均衡器。得出的剩余誤差和步長(zhǎng)關(guān)系如圖 10 所示。
圖 9 經(jīng)過信道前后眼圖
圖 10 變步長(zhǎng)算法的誤差與步長(zhǎng)關(guān)系
由圖 10 可知，最大誤差為 0. 0985，最小誤差為0. 0013，步長(zhǎng)范圍是 ［0. 052，0. 042］。接下來對(duì)協(xié)同自適應(yīng)均衡器進(jìn)行行為級(jí)仿真，在 Matlab 中搭建的行為級(jí)仿真模型如圖 8 所示，仿真的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度為 10000個(gè) UI( 單位時(shí)間間隔) ，以變步長(zhǎng) FFE 所得步長(zhǎng)分析為參考，F(xiàn)FE 步長(zhǎng)取變步長(zhǎng)的最大值以保證收斂速度，DFE 取誤差最小值左右用以減小系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)的剩余誤差。CTLE 的步長(zhǎng)由 CTLE 電阻陣列所決定。故聯(lián)合自適應(yīng)算法中 CTLE、FFE 和 DFE 的迭代步長(zhǎng)分別取0. 15，0. 05 和 0. 005，CTLE 的初值設(shè)置為 0. 3，峰值頻率值設(shè)定在 20 GHz。在不同信道下 CTLE 收斂曲線如圖 11( a) 所示?？梢钥闯?，在不同尺寸信道中該算法依然能夠很好地收斂，算法的魯棒性較強(qiáng)。在 70cm 長(zhǎng)的背板信道中，收斂后的 CTLE 系數(shù)保持在 0. 78左右，所調(diào)整得到的 Ｒs電阻值為 670 Ω。如圖 11( b)所示，以 70 cm 背板信道為例，經(jīng)過 CTLE 和 VGA 的調(diào)節(jié)，處理后信道初步滿足了 DB 處理的功能。
圖 11 經(jīng)過信道后算法的自適應(yīng)調(diào)節(jié)過程
FFE 是協(xié)助 CTLE 產(chǎn)生 DB 效果的重要工具，經(jīng)過 800UI 的迭代，F(xiàn)FE 快速收斂，DB －PAM4 的產(chǎn)生引入可控的前項(xiàng)碼間干擾，因此設(shè)計(jì) FFE 要弱化其消除前向干擾的能力。7 個(gè)前饋抽頭，1 個(gè)主抽頭和 8 個(gè)后項(xiàng)抽頭，用于解決 DB－PAM4 的拖尾。16 個(gè)抽頭系數(shù) 分 別 為 ［－0. 0053; 0. 0040;－0. 0075; 0. 0005;0. 0059;0. 0235;0. 0075;1. 4817;0. 0130;0. 0794;0. 0225; 0. 1287; 0. 0319;－0. 1475; 0. 0381;－0. 1362］，其中第 8 個(gè)抽頭是主抽頭。DFE 的抽頭系數(shù)穩(wěn)定后為0. 29，能夠較好地完成后項(xiàng)碼元的均衡和減小系統(tǒng)誤差。最終輸出數(shù)據(jù)的眼圖如圖 11( c) 所示，6 個(gè)眼睛能夠明顯張開，產(chǎn)生 7 電平的 DB－PAM4 信號(hào)。聯(lián)合自適應(yīng)算法與變步長(zhǎng)算法剩余對(duì)比如圖 11( d) 所示，在112 Gb /s 的數(shù)據(jù)速率下，聯(lián)合自適應(yīng)算法 1500 個(gè) UI后達(dá)到穩(wěn)定，收斂的時(shí)間小于 27 ns，系統(tǒng)穩(wěn)定后，剩余誤差為 0. 02 V 左右。變步長(zhǎng)算法采用固定的 CTLE和自適應(yīng)的 FFE 均衡器，在 2000 個(gè) UI 處接近收斂，剩余誤差為 0. 02 V，兩者穩(wěn)定后的誤碼率均為 0。與變步長(zhǎng)算法相比，聯(lián)合自適應(yīng)算法收斂速度更快，且在算法設(shè)計(jì)上更加簡(jiǎn)單。
將聯(lián)合自適應(yīng)算法所設(shè)計(jì)的均衡器與其他文獻(xiàn)提出的不 同 算 法 的 均 衡 器 相 比 較，結(jié) 果如表1所示。Saber 等和 Zuo 等提出的設(shè)計(jì)均采用 DB －PAM4的傳輸方式，由于采用光纖通信，信道損耗小，單種多抽頭的自適應(yīng)均衡器就可完成信號(hào)處理，對(duì)于均衡的難度不是很大。Lacroix 等和 Zuo 等兩篇文獻(xiàn)均采用 PAM4 /DB－PAM4 雙模接收組織架，但 Lacroix等提出的各種均衡器之間相互獨(dú)立，均衡復(fù)雜。Im等提出的設(shè)計(jì)采用 PAM4 信號(hào)，但其采用的多種均衡器均由外部的 FPGA 模塊驅(qū)動(dòng)，自適應(yīng)處理復(fù)雜。本文所采用的聯(lián)合自適應(yīng)算法在較大的信道損耗下處理同速率數(shù)據(jù)所需抽頭數(shù)更少，充分體現(xiàn)了聯(lián)合自適應(yīng)算法的優(yōu)越性。
表 1 本文與其他文獻(xiàn)對(duì)比
04、結(jié)論
本文設(shè)計(jì)了一個(gè)基于背板信道的 DB－PAM4 自適應(yīng)均衡器。該技術(shù)利用 DB－PAM4 的相關(guān)碼元優(yōu)勢(shì)，在信道傳輸時(shí)引入可控的碼間干擾。相較于傳統(tǒng)信號(hào)傳輸方式，DB－PAM4 的產(chǎn)生能夠吸收信道損耗，減少所需的信道帶寬，降低均衡強(qiáng)度。自適應(yīng)的 CTLE和 FFE 能夠根據(jù)信道變化自動(dòng)調(diào)節(jié)均衡強(qiáng)度，以適應(yīng)對(duì)應(yīng)的 DB 處理功能。聯(lián)合自適應(yīng)算法使用 DFE 的判決輸出作為理想信號(hào)，不需要傳統(tǒng)算法的訓(xùn)練序列，減少了算法的復(fù)雜度，提高了信號(hào)的傳輸效率。CTLE、FFE 和 DFE 相配合，加快了收斂速度，提升了輸出信號(hào)質(zhì)量。仿真結(jié)果顯示，在 112 Gb /s 的數(shù)據(jù)速率下更換不同損耗的信道，該自適應(yīng)均衡器均能起到顯著的均衡效果。與傳統(tǒng)的自適應(yīng)均衡器算法和變步長(zhǎng)算法相比，該算法下所需的均衡強(qiáng)度大大降低，均衡器的抽頭數(shù)量更少，更利于數(shù)字電路實(shí)現(xiàn)和降低功耗。在今后傳輸速率進(jìn)一步提升時(shí)優(yōu)勢(shì)更加明顯。
作者：王和明，王 正，呂方旭，吳苗苗，陸德超
來源：電子元件與材料
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